Citat:
Papak01: @ Macolakg
Naravno nisam odustao tako lako... Jeo sam se ceo dan shto nije proradilo kako treba i sad se vracam na projekat od nule. Skinuo sam sa neta 'Power Supply Cookbook' i proracunao transformator i snubber ponovo. Sutra radim prakticno pa javljam rezultate.
Odlicna knjiga. Laka i pristupacna.
Citat:
Jedina stvar koja me buni a koju bih voleo da mi otkrijete jeste kako da odredim napon pobude tranzistora? U prevodu koliko mi treba namotaja za povratnu spregu?
Bez persiranja molim.
Za vreme impulsa imas: Vcc/br_nav_primara = V/navoju, za sve sekundare koji ce koristiti energiju impulsa (kao kod forward-a ili push pull, krajnje jednostavno), sto je u tvom slucaju samo jedan namotaj (onaj koji ce pobudjivati bazu tranzistora u samooscilujucem SMPS).
Posto taj "namotajcic" ima svega nekoliko navoja tanjom zicom, tu se krije nekoliko "zamki":
-ako taj namotajcic namotas navoj do navoja (zauzima uzan prostor), sprega ce biti slaba, pa ga mozes pre posmatrati kao strujni izvor, a ne kao naponski, i sprega ce zavisiti od toga koliko je blizak primaru, i koliko se nalazi na sredini ili periferiji tela za motanje.
Veruj mi, tu ne postoji dovoljno dobar obrazac, pa ce rezultat najvise zavisiti od tvoje "rukotvorine".
Medjutim, najinteresantnije je bas sto fabrike najcesce koriste bas takav za pobudu baze :-).
Posle vise iteracija (motanja trafoa), nadju optimalan iznos i ostave ga takvim (uglavnom "udesavaju" spregu).
-Ako taj isti namotaj "razvuces" tako da zahvati celu sirinu sloja, racun ce ti biti mnogo pouzdaniji, ali avaj, bice ti potreban poveliki otpornik za ogranicenje struje baze, jer ti se namotaj ponasa kao naponski izvor, i taj otpornik ce solidno discipirati (kao kod B10 TV, 8,2R/9W, na primer).
----------------------------------------------------
Ti biras metodu :-), a obe mogu pouzdano raditi.
Sto se struje baze tice, to moze biti veoma kompleksno: veoma je pozeljno kontrolisati brzinu njenog narastanja i opadanja, pa fabrike cesto na red sa bazom umecu zavojnicu sa jezgarcetom koje radi tako sto na odedjenoj struji baze odlazi u zasicenje, i tako naglo promeni nagib narastanja struje (dva ili vise nagiba).
Oko pobude baze visokonaponskih tranzistora prouci Philips (sadasnji NPX) literaturu, jer su oni izmislili HV tranzistore za SW. namene, cija moc (1500+V) upravo pociva na ispravnom base-drive. Pojavom te metode i takve strukture tranzistora (BUxxx), izbaceni su iz stroja (upotrebe kod manjih i srednjih snaga) brzi HV tiristori i elektronske cevi u HIS od TV, u periodu od svega par godina, i to u celom svetu.
Ne mora se uvek raditi takva kontrola, ali rezultati su konacno losiji (temperatura tranzistora).
Kod mosfeta je to veoma jednostavno uraditi obicnim dimenzionisanjem otpora gejta, a brzo kocenje se izvodi pomocnim PNP koji kroz dodatnu RD mrezu izvrsi praznjenje drugim nagibom (vidi pdf).
E sad, odredjene gubitke moras imati, pa je na tebi izbor da li ces brzinu narastanja napona na primaru (kod iskljucenja tranzistora) kontrolisati brzinom opadanja pobude (topliji tranzistor), ili ces pak to isto kontrolisati snubberom (topliji snubber), mozda i kompromisnom podelom toplote...
Sijaset je resenja u upotrebi, od krajnje toplog tranzistora, pa do krajnje toplog i masivnog snubbera.
Napon pobudnog namotaja (V/navoju) za vreme pauze ce ti iskljucivo zavisiti od prenosnog odnosa primar-glavni (dominantni) sekundar. Konsultovati se sa npr. Power Suply Cookbook, ili procitati ono sto je postavljeno o flyback.
Odnosno, vazice ti V/navoju isti kao i za sve ostale sekundare koji konzumiraju energiju pauze.
--------------------------------------------------------------------------------------------------------------
Pojavom modernih mosfeta sa Uds >=600V, omogucena je njihova upotreba u off-line flyback SMPS za 230VAC (lako je bilo amerima da se z*zaju sa 115VAC, i treba biti oprezan kod pracenja njihove literature, jer se sa tako malim naponom napajanja, u proracunima lako dozvoljava visok premasaj napona primara)
Zasto Mosfet?
-zbog male snage gate drive veci je KKD, omogucen je startup veoma malim strujama (kroz veliku vrednost startup otpornika, akumulira se zaliha u elko napajanja kontrole, pa njegovo punjenje obezbedi nekoliko desetina polutalasa SMPS, gde za to vreme SMPS uspe da "napoji" sopstvenu kontrolu), lako dobijanje "hickup" zastite, sam mosfet moze raditi na desetak puta vecim frekvencijama nego BJT (bez kompleksnog drive-base), smanjenje gabarita trafoa i filterskih elemenata,
veoma laka kontrola nagiba tranzicija.
-Definitivno su BJT u oblasti manjih snaga (<1KW) potisnuti u proslost, zadrzali su se jos jedino u modernijem suplementu IGBT, kod HIS, retkih preostalih CRT verzija TV i monitora, sa tesko premostivim ogranicenjem brzine uklapanja.
Tu gde su se zadrzali, ostali su samo zbog dominantnih osobina kod rada sa visokim naponima i manjim provodnim gubicima kod vecih struja, a vec ih i tu potiskuju novi SiC (silicijumkarbid) mosfeti i SiC IGBT.
-predvidjam da ce u oblasti manjih i srednjih snaga, u narednih svega par godina, potpunu dominaciju nad BJT preuzeti SiC mosfeti ili nesto jos bolje od njih.
Stoga smatram da ce BJT za sw. oblast otici u istoriju poput tiristora i cevi u oblasti manjih i srednjih snaga (0- nekoliko KW).
---------------------------------------------------------------------------------------------------------
Prakticno, pojavom (sada vec obicnih, i ima ih svuda) HV mosfeta je usvojena (skoro kao aksioma, u delu sveta gde se koristi 230VAC) najkompromisnija kontrola premasaja napona primara, koja se odlikuje malom potrebnom discipacijom snubber kola i visokim KKD:
-kondenzator Cp reda nekoliko stotina pF do par nF kontrolise tranziciju narastanja napona primara (kod iskljucenja mosfet-a), nagib odredjuju rasipne Ls primara i vodova rezonantnim polutalasom njih i Cp, Cp se stavlja direktno izmedju drejna i sorsa mosfeta (zato sam mu ovde dao ime Cp), ili je pak sam parazitni kapacitet drejn-sors u ulozi tog kondenzatora.
-snubber nevelikog kapaciteta (power, termickog, prihvatna moc) se stavlja na uobicajena mesta.
-posledicno tome sto imamo spoljnu kontrolu brzine narastanja napona primara (koja treba da bude ralativno mala da ne bi provocirala velike recoverry struje body diode i snubber diode), mozemo dozvoliti veoma "strmo" gasenje mosfeta, sto ce ga postedeti toplotnih gubitaka u tom momentu.
-posledicno prisustvu Cp (nije bitno da li je interni tj. parazitni, ili eksterni), moramo usporiti brzinu narastanja struje mosfeta prilikom ukljucenja, jer mosfet ce biti "duzan" da isprazni ni malo naivno punjenje Cp, cija struja ce se sabrati sa pocetnom strujom primara. Izborom snaznijeg mosfeta mozemo skratiti i taj period, pa opet dobiti manje toplotne gubitke.
-pojavom kvazirezonantne kontrole u poslednjih par decenija (pocev od TDA4601 i TDA4605, zero sross detection), dodatno je redukovana snaga praznjenja Cp ka minimalnoj vrednosti.
-Kod "cistih" rezonantnih ZVS aplikacija, kada se tranzistor ukljucuje Cp je vec prazan, takodje i naboji u body i snubber diodi (ako je snubber uopste upotrebljen u ovakvoj aplikaciji). Oblik polutalasa kod iskljucenja odredjuje iskljucivo Ls+Lprim i Cp, tako da mozemo tranzistor takodje veoma brzo iskljuciti. Nema snubber kola, nema recoverry gubitaka u body diodi, ali je kontrola otezana i nuzan je visokokvalitetan Cp, posebno sa aspekta velikih struja.
-dodatni kompromisni izbor za visok KKD (mislim na flyback topologiju oba tipa): za siroke opsege regulacije i velike raspone napona napajanja - kvazirezonantni flyback. Za uzi raspon opterecenja i manji raspon napajanja - rezonantni flyback.
------------------------------------------------------------------------------------------------------
--------------------------------------------------------------------------------------------------------
Citat:
Recimo ako uzmemo ovaj 2SD1710 koji ja hocu da koristim, za njega pise da je Vbe=6V...
Pretpostavljam da mislis na V
eb.
Radi se o zenerovom ili inverznom probojnom naponu deonice baza emiter, i kao i kod svih BJT ili dioda, upotreba tog napona je ogranicena samo discipacijom tog spoja, tj. toplotom koja jos uvek nece razoriti strukturu spoja.
Isto pravilo o zapornim naponima vazi i za kolektor baza deonicu BJT (naravno, taj napon je mnogostruko veci), sto znaci da "jedna lasta ne cini prolece" tj. jedan spike nece ostetiti BJT ukoliko ne poseduje toliko energije da prediscipira PN spoj.
Upravo ta osobina cini BJT tako robustnim za visoke napone i moguce "slucajne" spikes. Obicno spikes ne nose veliku kolicinu energije, pa tek ako potraju neko vreme, onda razore BJT, rastapajuci mu unutrasnju strukturu.
Nekada je mosfet-e probijao samo jedan jedini spike, a sada je u svaki implementirana body dioda ciji je zenerov napon manji od probojnog napona mosfet strukture, pa i za novije mosfete (poslednjih par decenija) vazi skoro isto pravilo poprilicne robustnosti na spikes (obicno je dozvoljena energija spikes navedena kao "Repetitive Avalanche Energy" i izrazena je u mJ, tj. u mWs).
Sto se tice Veb ili -Vbe, i BU508 ima svega -10V tog napona (sto je drasticno bolje nego tvoj 2SD), pa mu ni malo ne smeta da u veoma kratkom periodu bude "napucan" sa -12-13Vpk u HIS CRT naprava, pa potom Veb_sustain bude reda 3-5V, i to pri svakom polutalasu, a sve u cilju ostvarenja veoma brzog ciscenja zone baza emiter i kolektor emiter od zaostalih slobodnih nosilaca, gde ce tranzistor sa tipicnih Vceo od 700-800V tada imati Vce-v od citavih 1500+V.
Citat:
P.S. Ako imate podatke za ERI33 jezgro MOLIM VAS da mi posaljete, posto sam prekopao net i nigde ih nema, a bili bi mi veoma od pomoci u ovom radu...
Veoma neprimenjena velicina EER ili ERI jezgra kod poznatih proizvodjaca.
Verujem da se radi o custom jezgru, narucenom od strane kineza (ili pak kod njih izradjenom).
Podataka nema uopste (bas sam prekopavao).
Vodilja moze da ti bude EE jezgro sa slicnim Ae, s' tim sto mozes racunati na nesto vecu opteretivost zbog boljeg magnetnog oklapanja i vece zapremine ferita.
Pozdrav!